Wykrywacz metali ze zrównoważoną indukcyjnością od podstaw

[Tomasz Gumny]

Wkrótce będzie trzeba określić minimalną częstotliwość próbkowania sygnału z sondy, dlatego przygotowałem takie poletko testowe:

Kształt i wymiary pola testowego.

Namówiłem znajomych, żeby pomachali trochę nad tym polem swoimi wykrywaczami we własnym tempie:
http://www.youtube.com/watch?v=zgSWRQXBygg
Przyjąłem, że gdy koniec sondy przemieszcza się o 20cm, to jej środek o 17.8cm (20cm * 82cm / 92cm).
Trochę zabawy z odtwarzaniem poklatkowym i nieco więcej z Excelem (tu wielkie podziękowania dla Michała) dało następujące wyniki:

Odległość od punktu zerowego (skrajny lewy znacznik).

Pierwsza pochodna po czasie pokazuje, że przy spokojnym przemiataniu środek sondy osiąga prędkość 3m/s

Prędkość liniowa środka sondy.

Przyspieszenie (jako druga pochodna drogi po czasie) pokazuje w zasadzie już tylko błędy przy określaniu położenia sondy, ale przy dużym uśrednieniu można zauważyć, że to nadal sinusoidalny kształt.

Przyspieszenie w środku sondy.

[Tomasz Gumny]

Znalazłem wzmacniacz, którym chyba będzie można zastąpić SSM2019 i to na swoim biurku...
SSM2135 - pracuje od 4V i wygląda bardzo obiecująco. Narysowałem wstępnie schemat przedwzmacniacza:
pierwszy stopień ma wzmacniać 100-krotnie sygnał z cewki RX i wstępnie filtrować;
drugi stopień ma być różnicowy i wzmacniać 100-krotnie różnicę między sygnałem przychodzącym z pierwszego stopnia i sygnałem GND_BAL generowanym przez procesor.

preamp4.gif (5.15 KiB) Przejrzano 13453 razy

Czy zasadniczo te schematy są poprawne?
Gdy tylko znajdę jakąś literaturę, spróbuję wyliczyć pojemności dla częstotliwości środkowej 7.8kHz (a może ktoś pomoże?) i dopiszę oczekiwane wartości sygnałów w kilku punktach układu.

[traxman]

Ten 1uF zwierający cewkę to obwód rezonansowy?

[Tomasz Gumny]

Tak, wychodził mi rezonans w okolicy 7.5kHz.

[tg3a]

Pomijając wstępnie możliwość dodatkowego kształtowania ch-ki częstotliwościowej przez kondensator szeregowy na wejściu 1-szego stopnia przedwzmacniacza, to najwęższe pasmo uzyska się, gdy w pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego tego stopnia kondensator szeregowy do 100 Ω będzie miał 204 nF, a kondensator równoległy do 10 kΩ odpowiednio 2,04 nF. W sumie charakterystyka będzie mało selektywna, i można się tymi drobiazgami nie przejmować, dając najbliższe wartości z szeregu, lub ewentualnie skorygować oporniki do 910 Ω i 9,1 kΩ.
Obliczenia robiłem zakładając, że maksimum wzmocnienia ma być dla 7,8 kHz.
Po kilku minutach zastanawiania się:
Oczywiście, strzeliłem błąd.
Gdyby tak było, jak napisałem, wzmocnienie zmalałoby dwukrotnie.
Tak więc zachowując wzmocnienie równe 101 trzeba opornik 100 Ω zmniejszyć do 50 Ω, a zamiast 204 nF dać 408 nF - wtedy byłoby idealnie tak, jak założone. Jak widać, wychodzą wartości spoza szeregu, i trzeba dokonać niewielkich korekt, ale punkt wyjścia już jest.
Pozdrawiam.

[Tomasz Gumny]

Dzięki! Rezystancja 100Ω i tak wydaje mi się niska, ale spotykana w aplikacjach SSM2135, wiec nie chciałbym jej zmniejszać. Za to możemy zwiększyć dwukrotnie 10kΩ i efekt będzie taki sam, nieprawdaż?
Preferowane wartości, to te które już występują lub ich pod- lub wielokrotności: 100Ω, 2kΩ, 10kΩ, 0.1µF, 1µF, 10nF. Wstawiłem schemat z oznaczeniami elementów i sugerowanymi wartościami rezystancji:

preamp5.gif (6.94 KiB) Przejrzano 13421 razy

Edit: Dodane wartości elementów.

[tg3a]

Oczywiście.
Tak więc C3 = C5 = 200 nF (lub 220 nF z szeregu E6), a C4 = C5 = 1 nF.
Początkowo wspomniałem o możliwości dodatkowego kształtowania charakterystyki częstotliwościowej przez C2. Niezależnie od trudności w analizie takiego podejścia widzę po zastanowieniu się, że danie małej wartości C2 byłoby "zbrodnią" popełnioną na słabym sygnale wejściowym - tak więc oczywiście C2 musi być dostatecznie duży.
Pozdrawiam.

[Tomasz Gumny]

Dodałem sugerowane pojemności do pierwotnego schematu. Elementy dyskretne będą zapewne montowane powierzchniowo, więc ekonomiczniej jest złożyć kilka rezystorów lub kondensatorów niż mnożyć stosowane wartości. W tym wypadku 200n jako złożenie dwóch 100n nie jest problemem. 1n to nowa pozycja w spisie elementów, ale skoro musi być, to nie ma dyskusji.
C2 o pojemności 1n w połączeniu z rezystancją wejściową równą 20kΩ (R2) tworzyłby chyba odpowiedni wstępny filtr?
R7, C7 chyba dobiorę doświadczalnie, bo jeszcze nie wiem jaki dostanę sygnał GND_BAL (wyjście procesora po przejściu przez 4 ogniwa RC: 2kΩ/10n).
W takim układzie R8 chyba jest będny.

[traxman]

Ja tam jako elementy kształtujące charakterystykę, rezonans i sprzęgające widziałbym MKSE, a nie zwykłe ceramiki zawsze stabilniej, a zmiany temperatury podczas eksploatacji mogą się pojawić.

[Tomasz Gumny]

Coś w tym jest co piszesz... O tłumienie bym się tak nie bał, bo i nachylenie filtrów niewielkie. Gorzej, że zmiana pojemności pod wpływem temperatury może powodować realną zmianę fazy w ciągu kilku..kilkunastu minut, czyli znacznie częściej niż odbywa się strojenie do gruntu. które by taką zmianę skompensowało.
Może faktycznie poprzestać na stabilnym kondensatorze rezonansowym a resztę zrobić jako wzmacniacze liniowe ze sprzężeniem zmiennoprądowym?

[Tomasz Gumny]

Oszacujmy zmianę przesunięcia fazowego dla pojedynczego układu RC dla R1=100Ω, C1=200nF:
φ = arctan( 2 * Π * f * R1 * C1 ) = arctan( 2 * 3.14 * 7800 * 200 * 100e-9 ) = 44.43°
Kondensatory 100n wielkości 0805 lub 1206 są zwykle robione z dielektrykiem X7R, który w zakresie temperatur 0..50°C może powodować zmianę pojemności o ±5%:

x7r.png (40.99 KiB) Przejrzano 12805 razy

Zatem pojemność może wynosić od 210nF przy 0°C do 190nF przy 50°C.
Dla rezystorów 1% współczynnik temperaturowy wynosi zwykle ±100PPM/°C, czyli przy zmianie o 50°C będzie to ±0.5%. Zatem rezystancja może zmienić się od 99.5Ω do 100.5Ω.
Najmniejsze przesunięcie - 42.82° będzie dla 99.5Ω i 190nF, największe - 45.97° dla 100.5Ω i 210nF.
To oznacza zmianę od -1.16° do +1.54°, chociaż w rzeczywistości zmiany temperatur będą mniejsze 5..10°C, ale też stopni RC jest kilka. Szkoda byłoby tracić rozdzielczość z jaką może pracować procesor (0.176°).
Zatem filtry wylatują (poza kondensatorem rezonansowym).
Chyba, że zostawimy tylko dolnoprzepustowe (20kΩ||1nF), bo taka pojemność jest dostępna z dielektrykiem NP0/C0G o minimalnym współczynniku temperaturowym:

np0.png (39.95 KiB) Przejrzano 12805 razy

[tg3a]

Też w drodze z pracy przyszło mi do głowy, że filtry mogą powodować kłopoty ze stabilnością fazy, i jeśli zmiany fazy okażą się za duże, to trzeba będzie albo pracować w strefie mniejszej czułości fazy (czyli dla większych C3 i C5 a mniejszych C4 i C6), a jeśli taki filtr uznamy za iluzoryczny, to w ogóle z niego zrezygnować wyrzucając kondensatory. Jednak dodatkowo też sądzę, że trzeba starannie sprawdzić niestabilność fazy od zmian elementów obwodu rezonansowego, gdyż będzie ona tym większa, im większa jest dobroć tego obwodu. Wrażliwość fazy na zmiany poszczególnych elementów jest następująca (dla miary kąta w radianach):
dla R1 - zero, jeśli obwód jest w rezonansie
dla C1: -Q*ΔC1/C1
dla Lrx: -Q*ΔLrx/Lrx
Q = R1/(ω*Lrx) = ω*C1*R1
ω = 2*Π*f
Nie mam pojęcia, jaka może być dobroć takiej cewki wytrawionej na laminacie.
I jeszcze jedno: napięcie na R1||C1 w stosunku do napięcia indukowanego w cewce (czyli w warunkach braku obciążenia w postaci R1||C1) jest większe Q razy, ale ponadto jest opóźnione o Π/2, czyli 90°.

[Tomasz Gumny]

Dzięki za te wzory, będę musiał je sobie na spokojnie przetrawić.

Nie mam pojęcia, jaka może być dobroć takiej cewki wytrawionej na laminacie.

Jak będę taką miał, to się dowiemy.
Na razie wyrzuciłem z sondy przedwzmacniacz na SSM2019 i podłączyłem do cewki RX tylko R1, C1 i ekranowany przewód podłączony na wejście pierwszego stopnia na SSM2135. Sygnał na wyjściu pierwszego stopnia wygląda bardzo przyzwoicie. Drugi stopień jest przesterowany, bo sonda się trochę "rozrównoważyła", więc będę musiał ponownie zrobić z nią porządek.

I jeszcze jedno: napięcie na R1||C1 w stosunku do napięcia indukowanego w cewce (czyli w warunkach braku obciążenia w postaci R1||C1) jest większe Q razy, ale ponadto jest opóźnione o Π/2, czyli 90°.

Jeśli to przesunięcie będzie stałe, to sobie z nim poradzę.
Skoro już przy tym jesteśmy: przebiegiem odniesienia jest dla mnie obecnie napięcie na cewce nadawczej TX+BUCK. Pole wytwarza prąd, zatem chyba byłoby korzystniej pobierać sygnał referencyjny z bocznika włączonego szeregowo w obwód cewek TX+BUCK (tak jak to narysowałem na tym schemacie)? Dzięki temu unikniemy błędu wynikającego ze zmiany przesunięcia fazy między napięciem i prądem, które zależy od rezystancji:
φ = arctg( ωL / R )
Zmiana rezystancji dla miedzi wynosi około +0.4%/°C, zatem przy zmianie o 25°C będzie to +10%.
Dla naszej cewki (2.2Ω+175µH) oznacza to zmianę fazy o:
φ1 = arctg( 2 * Π * 7800Hz * 175µH / 2.20Ω ) = 75.61°
φ2 = arctg( 2 * Π * 7800Hz * 175µH / 2.42Ω ) = 74.24°
Δφ = 1.37° - to sporo jak na błąd na "dzień dobry".

[traxman]

A ja zostawiłbym wzmacniacz zmiennoprądowy SSM2135 w porywach może mieć 2mV offsetu, jak to wymnożysz....
Wartość C3 dał gdzieś 1-4,7uF MKSE itp lub większa ale z jakimś dobrym elektrolitem.

[Tomasz Gumny]

Wzmacniacz jest zmiennoprądowy, tylko nie pasmowy! Przy taki dużych wzmocnieniach inaczej się chyba nie da...
C3 na razie jest 1µF, ale faktycznie przy większej pojemności wzmacniacz będzie mniej fazoczuły na jej wahania.

[traxman]

Zrozumiałem, że rezygnujesz z kształtowania charakterystyki zostawiając tylko sprzęgający.

[Tomasz Gumny]

Aktualny schemat

W skrócie, bo zapowiada się znowu krótka przerwa a potem zapomnę:
procesor na wyjściu OC1B wystawia przebieg bazowy TX_SQR (prostokąt, 7.8kHz)
po przejściu przez filtr 4xRC otrzymujemy TX_SIN, który wchodzi na wejście LM386 zasilający TX
prąd cewki nadawczej TX_CUR (z bocznika 0.1Ω) jest podawany na wejście referencyjne INPB układu AD8302
sygnał odebrany przez RX jest filtrowany rezonansowo (1µF) i wzmacniany 100x w połówce SSM2135
procesor wyjściem !OC1D (PWM, 15.6kHz) tworzy potencjał GND_AMP (amplituda gruntu)
na wyjściu OC1A (prostokąt, 7.8kHz) procesor wystawia przebieg GND_PHS (faza gruntu)
na jedno wejście klucza przełączającego ADG719 podawana jest masa, na drugie - napięcie GND_AMP a klucz jest przełączany sygnałem GND_PHS, zatem na wyjściu klucza dostajemy sygnał prostokątny o amplitudzie GND_AMP i fazie GND_PHS
z tego sygnału po przejściu przez filtr 4xRC otrzymujemy GND_BAL (ground balance)
w drugiej połówce SSM2135 od wstępnie wzmocnionego sygnału RX odejmowany jest przebieg GND_BAL
różnica RX i GND_BAL jest podawana na wejście INPA układu AD8302
Zadaniem procesora będzie utrzymywać tą różnicę jak najbliżej zera, czyli kompensować wpływ gruntu i niezrównoważenia sondy. Celowo wprowadzone opóźnienie kompensacji powinno spowodować, że znacznie szybsze zmiany sygnału RX pochodzące od obiektu nie zostaną skompensowane. Faza i amplituda tego co się przedostanie na wejście INPA (AD8302) powinna umożliwić wykrycie i identyfikację metalu.
Jeśli wyłączy się kompensowanie, to - jeśli dobrze rozumiem - otrzymamy tryb statyczny lub namierzania (pinpointer?).

[Tomasz Gumny]

Na wyjściu zasilającym cewkę TX (5 pin LM386) pojawia się ząbek, który odebrany przez RX i wzmocniony w SSM2135 wyskakuje po odjęciu gruntu (GND_BAL):

Przy amplitudzie sygnału na wyjściu 3Vpp ząbek ma 100mVpp. Na wejściach IN+ i IN- LM386 nic takiego nie widzę ani różnicowo, ani względem masy. Nie znalazłem też żadnego przebiegu prostokątnego, który mógłby powodować zakłócenie w tym momencie. Zaczynam podejrzewać LM386 - czy to możliwe?

[traxman]

Dodaj kondensator filtrujący na zasilaniu i bypassie LM386, zmniejsz C w wyjściowym obwodzie RC.

[Tomasz Gumny]

Dodaj kondensator filtrujący na zasilaniu

Jest tantalowy 47µF.

i bypassie LM386

Wstawię 10µF między 7 i masę.

zmniejsz C w wyjściowym obwodzie RC.

Sprawdzę jak się zachowa bez tych elementów na wyjściu, ale to dopiero wieczorem. Przeglądając starsze oscylogramy zauważyłem, że ten ząbek jest od samego początku, tylko przedtem nie przeszkadzał i był mniej widoczny na tle zniekształceń od przełączania pojemności w filtrze.